電壓瞬變有可能是隨機的，或重復性的。由車載電氣系統(tǒng)供電的電路必須能耐受嚴酷的環(huán)境。重復性的瞬變（例如引擎的轉(zhuǎn)動）可能產(chǎn)生數(shù)百伏特的電壓，但對于車載電子組件來說，最為劇烈的瞬變來源于負載傾卸(load dump)。
負載傾卸是急促的能量卸放，由于交流電機在為負載提供充電電流期間電池突然性的斷開所導致。并且，車輛“借電”(jump starTIng，又稱跳線跨接啟動)也有可能因使用串聯(lián)堆積式電池而導致一種過壓狀態(tài)。其它的瞬變可能源于點火系統(tǒng)的噪聲、繼電器開啟及關(guān)閉以及諸如保險絲熔斷等單穩(wěn)態(tài)事件。
值得慶幸的是，最為劇烈的大能量瞬變可通過核心的抑制器進行處理；典型的抑制器被置于重要的（以及昂貴的）組件附近，具有高阻抗的通路連接到卸放源。車載的抑制器必須能夠耐受峰值功率耗散超過1,500W的重復性負載卸放，并限制電池電源軌偏移小于±40V。
附加的保護電路常常是必需的，可更為有效的限制電壓導軌。二極管反極性串行連接到附加的負載電路，可以分離電源導軌并有效地隔斷反相的電壓尖峰。設(shè)計人員將瞬變箝位至低于+40V的結(jié)論取決于電路所接受的電壓。該電壓接受功率的DC/DC穩(wěn)壓器必須能夠耐受至少+40V的電壓，以防止功率元件及控制電路產(chǎn)生過壓(overstressing)。絕大多數(shù)的現(xiàn)代脈寬調(diào)制控制器(PWM)均能耐受超過+40V的電壓，而無需損失任何有益的特性（例如同步運作，可能是滿足設(shè)計某些特定目標的條件）。
限流電阻及箝位齊納二極管典型地應(yīng)用于小負載電流電路，一般來說低于0.1A，以確保串聯(lián)電阻不產(chǎn)生過多的能量損耗。下圖所描繪的電路提供了一個箝位輸入電壓至所期望的最大電壓值的方法，同時仍可保持較大的電流輸出能力并使得“典型的”非瞬變運轉(zhuǎn)時的電路損耗最小化。
此電壓箝位電路限制輸出電壓至27V
上圖所示的電路設(shè)計限制輸出電壓至27V，由齊納二極管D2限定。該輸出電壓旨在為絕對額定最大值為30V的DC/DC轉(zhuǎn)換器提供電源。對于12V靜態(tài)電壓的輸入，晶體管Q2處于“關(guān)閉”狀態(tài)，電阻R3將P道溝FET管Q1的門極下拉至地，開啟Q1。
輸入電壓高于3V時，Q1開始引導電流，并至少增強至4.5V。穿過Q1所引起的電壓降非常低，其值取決于額定的Rds-on及輸出負載電流。例如，3A的負載所引起的Q1兩端的電壓降僅為0.16V，而此時的輸入為14V。二極管D1用于保護FET Q1，避免在高輸入電壓狀態(tài)下Q1的門極—源極電壓超過最大限額20V。對于輸入電壓不超過20V的設(shè)計，D1可以免去。
由于輸入電壓的升高，輸出也將隨之升高直至某數(shù)值，齊納二極管D2擊穿并開始引導電流。此時，輸出電壓被鉗位為齊納二極管D2、電阻R4、R6的電壓之和。而R4及R6兩端的總電壓僅為0.6V左右。
晶體管Q3采用了射極跟隨(emitter follower)的配置，因而電流增益近乎為1。由于集極電流流經(jīng)Q3，使Q2產(chǎn)生偏置，并開始降低FET Q1的門極—源極電壓。由于FET Q1對流經(jīng)其本身的、過高的輸入到輸出電壓的抑制（起了線性穩(wěn)壓器的作用），使得輸出電壓被保持在了27.6V。隨著輸入電壓的增加，輸出電壓不再增加，因為額外的電流將流經(jīng)齊納二極管D2并迫使Q2降低Q1的門極—源極驅(qū)動電壓。該閉環(huán)反饋防止了輸出電壓繼續(xù)變化。
系統(tǒng)穩(wěn)定性
當涉及到負反饋閉環(huán)控制系統(tǒng)之時，穩(wěn)定性對于可預測的、可靠的運行是至關(guān)重要的。閉環(huán)增益及相位裕度(phase margin)決定了系統(tǒng)對外部干擾響應(yīng)的優(yōu)良程度，例如輸入電壓的改變。
晶體管Q3旨在配置作為單位增益以防止反饋通路引入過量的增益。晶體管Q2提供了等于其β值的電流增益，其典型值的范圍處于50至200之間。FET Q1同樣提供了等于其跨導乘上輸出負載阻抗的增益。該增益也處于200的量級。總的閉環(huán)直流增益由上述兩增益項決定，數(shù)值巨大，超過80dB。負載阻抗及輸出電容所引起的傳遞函數(shù)極點使得FET Q1的增益在大于50Hz時以-1的斜率（或-20dB/十倍程[decade]）滾降。輸出電容的等效串聯(lián)電阻(ESR)同樣增加了一個零點，其位置由ESR及其自身電容值確定。從而使得輸出的頻率響應(yīng)平坦帶超過了6kHz。精細的修整Q2增益的頻率響應(yīng)可給出一個可接受的總體閉環(huán)頻率響應(yīng)。
由R2、C3以及C4所組成的補償網(wǎng)絡(luò)提供了所需的頻率修整。當未達到串聯(lián)的R2及C3所引入的零點之前，Q2的增益以-1的斜率從直流（零頻）點開始下降。該零點的位置被調(diào)整至50Hz附近。并聯(lián)的R2及C4所引入的極點被調(diào)整至6kHz的零點位置。此時，總體的有效環(huán)路增益保持了-1的斜率，直至越過單位增益，如下圖所示。示例的電路展示了最少70kHz的帶寬，可支持大于0.5A的負載電流，在幾乎所有的負載狀態(tài)下都擁有90度的相位裕度。由于負載阻抗及輸出電容設(shè)定了一個低頻的極點，因此帶寬將隨負載阻抗的升高而降低。
環(huán)路增益在寬范圍負載內(nèi)保持穩(wěn)定（負相）
下圖顯示了在較大的不規(guī)則輸入電壓瞬變狀態(tài)下輸出電壓的響應(yīng)。一旦輸入電壓超過齊納二極管D2額定的27V，輸出電壓將箝位并很好的抑制輸入電壓的改變。
輸出電壓箝位于所期望的電平（如紅線所示）
為防止FET Q1過載，需考慮多個重要的因素。加載在Q1上的電壓、電流及功率都必須保持在器件的安全運轉(zhuǎn)區(qū)域(SOA)曲線之內(nèi)。大負載及橫跨Q1的大電壓降（在持續(xù)的保持過壓狀態(tài)下）將使器件達到其極限。FET可能消耗非常大的功率，且器件有可能無法在如此短的時間內(nèi)將熱量有效的驅(qū)散，從而導致FET因超出SOA曲線區(qū)而失效。
并且，如果輸入電壓瞬變具有很高的轉(zhuǎn)換速率，而輸入電壓源所串聯(lián)的阻抗又很小或近乎為零，則有可能產(chǎn)生非常高的峰值輸入電流，從而也有可能使Q1超出SOA曲線區(qū)。因此需要在輸入端串聯(lián)適當量的阻抗以限制流經(jīng)Q1的峰值輸入浪涌電流。降低輸入電壓上升的速率同樣有助于限制輸入電流的峰值。
結(jié)論
上面所述的輸入箝位電路提供了一個低成本的方法以箝位輸出電壓至一個安全的電平，防止可能的過壓狀態(tài)在低電壓電路出現(xiàn)。該電路可通過設(shè)定輸出箝位電壓及電容（以適用于任意負載）并隨后調(diào)節(jié)控制環(huán)路，輕松的實現(xiàn)調(diào)整。在典型的輸入狀態(tài)下，傳輸單元的前向壓降非常低，可實現(xiàn)比使用線性穩(wěn)壓器所能達到的更低的功率損耗及更高的效率。
（轉(zhuǎn)載）
